第3章直流-直流变换器ppt

时间: 2024-04-09 01:33:29 |   作者: 爱游戏体育官网平台入口

  §3.1 概述 将一个不受控制的输入直流电压变换成为另一个受控的输出直流电压称之为DC-DC变换。 随着科学技术的发展，对电子设备的要求是：①性能更可靠；②功能持续不断的增加；③使用更便利；④体积日益减小。这些使DC-DC变换技术变得更重要。目前，DC-DC变换器在计算机、航空、航天、水下行器、通信及电视等领域得到了广泛的应用，同时，这些应用也促进了DC-DC变换技术的逐步发展。 实现DC-DC变换有两种模式，一种是线性调节模式(Linear Regulator)，另一种是开关调节模式（Switching Regulator）。 1、两种调节模式及比较 线a所示，在这种模式中晶体管工作在线性工作区，其输出电压为V0=ILRL。晶体管模型可以用可调电阻RT等效，其等效电路如图3-1b所示。显然晶体管功率损耗为P=IL2RL 。 开关调节模式如图3-2a所示，其等效电路和输出电压如图3-2b、3-2c所示。 假设：晶体管关断时，IL=0；晶体管导通时VCE=0；则该晶体管为理想开关（Ideal switch），在理想开关情况下，晶体管损耗为零。两种模式的电源方块图如图3-3a和图3-3b所示。 开关调节模式与线性调节模式相比有着非常明显的特点： 1、功耗小、效率高。在DC-DC变换中，电力半导体器件工作在开关状态，工作频率很高，目前这个工作频率已达到数百甚至1000KHz，这使电力半导体器件功耗减少、效率大幅度提升。 2、体积小、重量轻。由于频率提高，使脉冲变压器、滤波电感、电容的体积、重量大大减小，同时，由于效率提高，散热器体积也减小。还由于DC-DC变换无笨重的低频变压器，所以DC-DC变换体积小、重量轻。 3、稳压范围宽。目前DC-DC变换中基本使用脉宽调制（PWM）技术，通过调节脉宽来调节输出电压，对输入电压变化也可调节脉宽来进行补偿，所以稳压范围宽。 由于电力半导体器件工作在高频开关状态，它所产生的电流和电压会通过种种耦合途径，产生传导干扰和辐射干扰。目前，许多国家包括我国对电子科技类产品的电磁兼容性和电磁干扰制定了许多强制性标准，任何电子科技类产品如果不符合规定标准不得进入市场。 1）按激励方式划分。分为它激式和自激式两种方式，它激式DC-DC变换中有专门的电路产生激励信号控制电力半导体器件开关；自激式变换中电力半导体器件是作为振荡器的一部分（作为振荡器的振荡管）。 2） 按调制方式划分。目前在变換中常使用脉宽调制和频率调制两种方式，脉宽调制PWM（pulse width modulation）是电力半导体器件工作频率保持不变，通过调整脉冲宽度达到调整输出电压。频率调制PFM（pulse frequent modulation）是保持开通时间不变，通过调节电力半导体器件开关工作频率达到调整输出电压。频率调制在DC-DC变换器设计中由于易产生谐波干扰、且滤波器设计困难。脉宽调制与频率调制相比有着非常明显的优点，目前在DC-DC变换中占据主导地位。还有混合式，即在某种条件下使用脉宽调制（PWM），在另一条件下使用频率调制（PFM）。 3）按电力半导体器件在开关过程中是否承受电压、电流应力划分。可分为硬开关和软开关。所谓软开关是指电力半导体器件在开关过程中承受零电压（ZVS）或零电流（ZCS）。 4）按输入输出电压大小划分。可分为降压型和升压型。 5）按输入与输出之间是不是有电气隔离划分。可分为隔离型和不隔离型。隔离型DC-DC变换器按电力半导体器件的个数可分为：单管DC-DC变换器[单端正激（Forward）、单端反激(Flyback)]；双管DC-DC变换器[双管正激(Double transistor forward converter)、双管反激（Double transistor flyback converter）、推挽电路（Push-pull converter）和半桥电路（Half-bridge converter）等]；四管DC-DC变换器即全桥DC-DC变换器（Full-bradge converter）。不隔离型主要有降压式（Buck）变换器、升压式（Boost）变换器、升降压式（Buck-Boost）变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、Sepic变换器等。 1）输入参数：输入电压及输入电压变化范围；输入电流及输入电流变化范围； 2）输出参数：输出电压及输出电压变化范围；输出电流及输出电流变化范围；输出电压稳压精度。 输出电压稳压精度，包括两个内容: 负载调整率，即负载效应。指当负载在0-100%额定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。 源效应是指当输入电压在规定范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。 效率 输出电压纹波有效值和峰-峰值 比功率（功率/重量）,是表征小型化的重要指标。 3.2 DC-DC变换器的基本电路 1 、Buck电路 Buck电路又称为串联开关稳压电路，或降压斩波电路。Buck变换器原理图如图3-5a所示。它有两种基本工作模式，即电感电流连续模式CCM和电感电流断续模式。电感电流连续是指输出滤波电感电流总是大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间电感电流为零，这两种状态之间有一个临界状态，即在开关管关断末期电感电流刚好为零。电感电流连续时，Buck变换器存在两种开关状态；电感电流断续时，Buck变换器存在三种开关状态；如图3-5b、c、d所示。 将图3-6所示的方波信号加到功率半导体器件的控制极，功率半导体器件在控制信号激励下，周期性的开关。通过电感中的电流iL是否连续取决于开关频率、滤波电感和电容的数值。电感电流iL连续条件下其工作波形如图3-6a所示。电路稳定状态下的工作分析如下： 1）电感电流连续模式CCM（Continuous current mode） 开关状态1：Q导通 t=0时刻，Q管被激励导通，二极管D中的电流迅速转换到Q管。二极管D被截止，等效电路如图3-5b所示，这时电感上的电压为： 若VO在这期间保持不变，则有： 显然 即导通过程的电流变化： t=ton时刻，Q关断，储能电感中的电流不能突变，于是电感L两端产生了与原来电压极性相反的自感电动势，该电动势使二极管D正向偏置，二极管D导通，储能电感中储存的能量通过二极管D向负载供电，二极管D的作用是续流，这就是二极管D被称为续流二极管的原因。等效电路如图3-5c所示，这时电感上的电压为： 显然 即关断过程的电流变化： 显然，只有Q管导通期间（ton内）电感L增加的电流等于Q管截止期间（toff时间内）减少的电流，这样电路才可以做到平衡，才可能正真的保证储能电感L中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。 考虑到 和 ，可得 因此，Buck电路输出电压平均值与占空比D成正比，D从0变到1，输出电压从0变到,且输出电压最大值不超过输入电压。 由于滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压 ， 的波形如图3-6a所示。 因为 ，当 时，C充电，输出电压vo升高；当 时，C放电，输出电压vo下降，假设电感电流的直流分量完全流入负载，交流分量完全流入电容，则可求出输出电压纹波： 电容充电电荷量即电流曲线与横轴所围的面积 由上式可知，降低纹波电压，除与输入输出电压有关外，增大储能电感L和滤波电容C能够更好的起到显著效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到同样的效果。在已知 、Vd、Vo和f的情况下根据上述公式能确定C和L的值。 设负载阻抗 ，则电感平均电流为： 电感电流的最大值： 电感电流的最小值： 电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在t=T时刻，电感L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时 ，此时的电感量被称为临界电感，当储能电感L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。 LC即为临界电感值，式中RL为负载电阻。 这时 临界电感电流平均值为： （1）Vd不变，常用于直流电机的调速控制 这样的一种情况 当D=0.5时， 当负载增大，使ILILB ，电感电流断续。图3-6b给出了电感电流断续时的工作波形，它有三种工作状态：①Q导通，电感电流iL从零增长到 ； ②Q关断，二极管D续流，iL从 降到零；③Q和D均截止，在此期间iL保持为零，负载电流由输出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种不同的电路结构，如图3-2b、c、d所示。 Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为 Q截止后，电感电流从最大值线性下降，在 时刻下降到零，其减小量为： 电感电流增长量和电感电流减小量在稳态时应相等： 变换器输出电流等于电感电流平均值： 上式表明，①D=0.5时，ILB最大，②电感电流连续时， 随D线性变化， ③电感电流断续时， 不仅与占空比有关，而且与负载电流有关。 （2）V0不变，常用于直流稳压电源 这样的一种情况 当D=0时， 选择开关管工作频率。最好工作频率大于20KHZ，以避开音频噪声。工作频率提高能减小L、C，但开关损耗增大，因此效率减小。 开关管可选方案：MOSFET、IGBT。 续流二极管应选用快恢复二极管。 占空比选择。为保证当输入电压发生波动时，输出电压能够稳定，占空比一般选0.7左右。 确定临界电感。 ，电感选取一般为临界电感的10倍。 确定电容。电容耐压必须超过额定电压；根据纹波要求，确定电容容量。 确定连接导线。确定导线必须计算电流有效值（RMS）由电流有效值确定导线截面积，由工作频率确定穿透深度（当导线为圆铜导线时，穿透深度为： ），然后确定线径和导线根数。 Boost电路如图3-7a所示，等效电路如图3-7b所示，工作波形图如图3-8所示。它是一升压斩波电路，同Buck变换器一样，Boost变换器也有电感电流连续和断续两种工作方式，电感电流连续时，存在两种开关状态；电感电流断续时，存在三种开关状态。电路稳定状态下的工作分析如下： 开关状态1：Q导通 Q管导通，输入电压加到储能电感L两端，二极管D被反向截止，等效电路如图3-7b所示，流过电感的电流： 开关状态2：Q截止 Q管截止，二极管正向偏置而导通，等效电路如图3-7c所示电源功率和储存在L中的能量通过二极管D输送给负载和滤波电容C。此时流过电感的电流为： 显然，在稳态情况下，Q管导通期间（内）储能电感L增加的电流应等于Q管截止期间（内）减少的电流，这样电路才可以做到平衡解得： 假定电路无损耗，则有输入功率等于输出功率，即：IiVd=I0V0，则可得：I0=(1-D)Ii 表明Boost DC-DC变换器是一个升压电路，当占空比从零变到1时，输出电压从 变到任意大。 设负载阻抗Z=RL，从能量守恒定律出发，输出电流IO=VO/RL，电感平均电流即为输入电流IL=Ii： 电感电流的最大值： 电感电流的最小值： 电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在t=T时刻，电感L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时 ，此时的电感量被称为临界电感，当储能电感L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。 滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压， 的波形如图3-8a所示。若忽略负载电流脉动，则在导通期间电容泄放电荷量应等于在关断期间电容充电电荷量，反映了电容峰-峰电压脉动量： 电感电流从连续到断续边界处电压、电流波形如图示：边界处电感电流平均值为： Boost变换器在电感电流断续时有三种开关状态：①Q导通，电感电流从零增长到 ；②Q关断，二极管D续流，电感电流从 降到零；③Q和D均截止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。这三种工作状态的等效电路如图3-7b、c、d所示。 Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为： Q截止后，电感电流从 线性下降， 并在 时刻下降到零， 其减小量为： ： 稳态时，一个开关周期电感电流的增加量应等于减小量，从而可得： 由图可知， 将上面的公式整理后，可得： Boost电路的应用 1、与Buck电路配合，用于直流电机传动； 2、光伏发电，上限功率点跟踪； 3、有源功率因数校正 图3-9a 为Buck-Boost电路原理图，它即能够工作在Buck型，又能够工作在Boost型。它的输入电压极性与输出电压极性相反，输入为正时输出为负，在Buck和Boost变换器中存在一个能量从电源流入负载的期间，而在Buck-Boost变换器中，能量首先储存在电感中，然后再由电感向负载释放能量。 在电感电流连续条件下，工作于图3-9b、c所示的两种状态。 状态1：Q导通 Q管导通，二极管D反偏关断，能量从输入电源流入，并存储在电感L中，L上的电压上正下负，等于输入电压，此时负载电流由滤波电容C提供，等效电路如图3-9b所示。 在ton期间内电感电流的增量为： 状态2：Q关断 在t=ton时刻，Q关断，由于电感中电流不能突变，L上呈现的感应电势,当该感应电势超过输出电压VO时，二极管导通，电感L上存储的能量通过D向负载和电容C释放，补充了电容C在ton期间损失的能量，负载电压极性与输入电压极性相反，等效电路如图3-9c所示，波形如图3-10a所示。 电流按线性规律直线下降，电感电流的减少量为 显然，电路稳态时，电感电流在开通和关断期间变化相等，从而可得输出电压平均值 改变占空比就能获得所需的输出电压。 当 时， ； 当 时， ，为升压型； 当 时， ，为降压型。 在要求输出电压一定的情况下，容许输入电压有较大的变化。 假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗 ： 由于输入平均电流与电感平均电流有以下关系 电感电流的最大值： 电感电流的最小值： 当电感电流的最小值为零时，电感为临界电感： 电容上的峰-峰脉动电压求法同Boost电路一样，可得： Q管截止时承受的反向电压为： Q管开通时，加于二极管D上的反向电压为 电感电流从连续到断续边界处电压、电流波形如图示：边界处电感电流平均值为： Buck-Boost变换器在电感电流断续时有三种开关状态：①Q导通，电感电流从零增长到 ；②Q关断，二极管D续流，电感电流从 降到零；③Q和D均截止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。这三种工作状态的等效电路如图3-9b、c、d所示。 Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为： Q截止后，电感电流从 线性下降， 并在 时刻下降到零， 其减小量为： ： 稳态时，一个开关周期电感电流的增加量应等于减小量，从而可得： 由图可知， 将上面的公式整理后，可得： Example: In a buck-boost converter operating at 20KHz, L=0.05mH. The output capacitor C is sufficiently large and Vd=15V. The output is to be regulated at 10V and the converter is supplying a load of 10W. Calculate the duty ratio D. Solution: 由于Buck-Boost变换器的电感L在中间，其输入和输出电流的脉动都很大。针对这一缺点，美国加州理工大学的Slobdan Cuk教授提出了单管Cuk变换器，该变换器使用了两个电感，一个在输入端，一个在输出端，从而减小了电流脉动。 Cuk变换器的电路形式如图3-11a所示，在负载电流连续的条件下，工作波形图如图3-12a所示，其中L1、L2为储能电感，Q为功率开关管，D为续流二极管，C1为传输能量的耦合电容，C2为滤波电容。Cuk变换器可提供一个反极性、不隔离的输出电压，输出电压可高于或低于输入电压，而且其输入电流和输出电流都是连续的、非脉动的，这些特点使Cuk变换器有着广阔的应用前景。 模式1：Q导通 Q导通，L1储能，C1电容上的电压使D反偏置，电容通过负载Z和L2传输能量，负载获得反极性电压，L2、C2储能。由电路可知，在这种电路结构中，Q管和二极管D是同步工作的，Q导通，D截止；Q截止，D导通。 L1的电流增量为： 从输出回路来看，在ton期间，C1供电，L2储能，若C1的容量足够大，可假定C1上的电压恒定不变，则L2上的电压为 ，L2中的电流以 的速率线性上升，在ton期间，L2的电流增量为： 模式2：Q关断 在toff期间，Q截止，D导通，电容C1被充电，L1通过C1和D向C1充电储能，同时L2向负载释放能量，在这种电路结构中，无论在ton期间还是在toff期间都从输入向负载传输能量，只要电感L1、L2和电容C1足够大，输入输出电流绝大多数都是平滑的。在toff期间C1充电，在ton期间C1向负载放电，可见C1起着传递能量的作用。 在toff期间，L1释放能量，L1上的压降 ，L1中的电流以 的速率线的电流减小量为： 从输出回路来看，在toff期间，由于D导通，L2释放能量，则L2上的电压为-VO，L2中的电流以 的速率线性下降，在toff期间，L2的电流减量为： 在稳定状态下，电感L1电流变化量应相等 L2中电流变化量应相等 若C1足够大，在导通、截止期间上的电压可认为近似不变（只有很小的顶降），则有 假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗Z=RL，输入平均电流Ii即为电感L1平均电流IL1 电感L1电流的最大值： 电感L1电流的最小值： 临界电感： 输出平均电流即电感L2的平均电流： 电感L2电流的最大值： 电感电流的最小值： 临界电感： 下面来看电容C2的峰-峰脉动电压。假设负载电流的脉动量很小而可忽略，即电感的峰-峰脉动电流即为电容充放电电流。 §5.3 隔离的DC-DC变换器原理 在实际应用中，有许多场合需要输出电压和输入电压隔离，或需要多路输出，此时需要高频变压器来完成这些功能。 1、 单端DC-DC变换器原理及设计 上一节介绍的四种基本类型的变换器加上变压器隔离后，可以引申出很多类型的单端变换器：Buck型引申为Forward型（单端正激）变换器；Buck-Boost型引申为Fly-back型（单端反激）变换器 。 Fly-back（单端反激）变换器原理图如图3-13所示。在工作过程中，变压器起了储能电感的作用，其实就是耦合电感，用普通导磁材料作铁芯时，铁芯必须留有气隙，保证在最大负载电流时铁芯不会饱和。Fly-back（单端反激）变换器由于电路简单，所用器件少，适于多路输出场合应用。 和BUCK-BOOST变换器一样，Fly-back（单端反激）变换器也有电流连续和断续两种工作方式，仅仅是连续和断续的定义不同。BUCK-BOOST变换器只有一个电感，Fly-back变换器是耦合电感，对原边绕组的自感来讲，它的电流不可能连续，因为功率晶体管断开后电流必然为零，这时必然在次级绕组的自感中引起电流，故对Fly-back变换器来讲，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，与此相反即为电流断续。 开关状态1：Q导通 等效电路如图3-14a所示，在功率晶体管的门极被激励而导通时，输入电压加到变压器的初级绕组两端，由于变压器对应的极性，次级绕组下正上负，二极管截止，次级绕组中没有电流流过，负载电流由滤波电容提供。此时只有变压器原边绕组工作，变压器相当于一个电感，设绕组N1的电感量为L1，绕组N2的电感量为L2，则晶体管导通期间流过初级绕组N1的电流为： t=ton时，电流ip达到最大值ipmax t=ton时，功率晶体管Q截止，如图3-14b所示，原边绕组开路，次级绕组的电压极性上正下负，二极管D导通，导通期间储存在变压器中的能量通过二极管向负载释放，同时向电容充电。此时变压器只有副边绕组工作，Q管截止期间流过次级绕组的电流为： t=T时，副边电流is达到最小值： t=T时刻，Ismin=0表示导通期间储存的磁场能量刚好释放完毕；Ismin0表示导通期间储存的磁场能量还没有释放完；Ismin0表示导通期间储存的磁场能量还没有到时刻就已经释放完毕，事实上，Ismin不可能小于零，导通期间储存的磁场能量释放完毕后Ismin=0。 上述三种情况即Fly-back变换器的三种工作状态：连续状态、临界状态和断续状态。 1）临界状态 t=T时刻，绕组N2中的电流is正好下降到零。在下一个周期重新导通时，N1中的电流ip也从零开始按的 规律线性上升，这时磁化电流处于临界状态。 2)不连续状态 当Q的截止时间toff比绕组N2中电流is衰减到零所需的时间更长时： 即t=T时刻，绕组中的电流与变压器的磁通早已衰减到零，在下一个周期Q重新导通时，N1中的电流ip与变压器磁通都从零开始按VIN/L1的规律线性上升。电流断续时有三种开关状态，如图3-14a、b、c所示，断续期间负载所需能量由电容提供。磁化电流处于断续状态时变压器中的初、次级电流、磁通及初级电压波形如图3-15b所示。 从能量守恒出发，假定电路中没有损耗，输入的能量都被负载吸收，在此条件下，推导磁化电流处于断续状态时输出电压与输入电压的关系。 导通期间存储在变压器中的能量为： 在一个周期T的时间内，其输出能量为： 从能量守恒出发，由下式成立： 输出电压与负载阻值成正比，这就是反激式变换器必须在电路中接入固定负载的原因。 现在看一看Q承受的反向耐压。Q截止时，D1导通，次级绕组N2上的电压近似为输出电压VO，此时绕组N1上感应的电压为 因此截止期间，集-射（漏-源）极间承受的电压为： 即截止期间，集-射（漏-源）极间承受的电压不仅与输入电压还与输出电压有关，而输出电压又与负载阻值成正比，因此，负载开路时容易损坏管子。 3) 连续状态 当截止时间toff小于绕组N2中的电流衰减到零所需的时间时，即： 绕组N2中的电流is大于零,在下一个周期Q重新导通时，N1中的电流ip从Ipmin开始按VIN/L1的规律线性上升，这时磁化电流处于连续状态。电流连续时，Fly-back变换器有两种开关状态，如图3-15a、b所示。磁化电流处于连续状态时变压器中的初、次级电流、磁通及初级电压波形如图3-15a所示。 变压器B磁芯中的磁通 在Q导通期间随着变压器初级绕组中的电流的增长而增长，在截止期间随着变压器次级绕组中的电流减小而减小，设磁通的最小值为 ，显然， 大于零，磁通只工作在磁滞回线的一侧，在磁化电流临界状态和不连续状态下对应于剩磁感应的磁通。如果在每个工作周期结束时，磁通没有回到周期开始的出发点，而是随着周期的重复，磁通棘轮式上升，即工作点逐渐上移，电流逐渐增大，铁芯最终饱和，最终造成损失破坏，这一过程是在瞬间完成。因此，每个周期结束时磁通必须回到原来的位置。 从电压与磁通的关系 出发，有： Q导通期间： Q截止期间： 导通和截止期间磁通的变量应相等，有： 在磁化电流连续状态下，单端反激式变换器的输出电压值取决于匝比、占空比和输入电压，与负载电阻无关 。 当占空比等于0.5时，集射（漏源）承受电压为两倍的输入电压，当占空比小于0.5时，集射（漏源）承受电压大于两倍的输入电压。 Forward变换器（单端正激变换器）其实就是在降压式BUCK变换器中插入隔离变压器而成，由于变压器的磁通只工作在磁滞回线的一侧，因此要遵循磁通复位的原则，即每个周期结束时变压器磁通必须回到原来的位置，也就是说，要保证变压器原边在导通期间的电压时间乘积（伏秒积）与关断期间的伏秒积相等。正激变换器变压器铁芯的磁复位有许多方法，在输入端接复位绕组是最常用的方法。 图3-16给出了输入端接复位绕组的单端正激变换器的主电路。开关管Q按PWM方式工作，D1是输出整流二极管，D2是续流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容。变压器有三个绕组，W1原边绕组，W2副边绕组，W3复位绕组，符号*表示绕组同名端。图3-17是变换器在不同开关状态下的等效电路。 开关管Q导通，电源电压VIN加在原边绕组上，变压器铁芯磁通φ增加，则变压器铁芯磁通增量： 由 得变压器励磁电流： 式中LM是原边绕组的励磁电感。副边绕组W2上的电压为： 此时整流二极管D1导通，续流二极管D2截止，流过滤波电感Lf的电流增加： 显然这和BUCK变换器中开关管Q导通时一样。 变压器原边绕组电流： Q关断，变压器原边绕组和副边绕组中都没有电流流过，此时变压器通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组W3经过二极管D3回馈到输入电源中去。此时整流管D1关断，流过电感Lf电流通过续流二极管D2续流，复位绕组电压： 变压器原边绕组和副边绕组的电压分别为： 此时整流管关断，流过电感Lf电流通过续流二极管D2续流，显然和BUCK变换器类似。在此开关状态中，加在Q上的电压为： 电源VIN反向加在复位绕组W3上，故铁芯被去磁，铁芯的磁通φ减小： 铁芯磁通φ的减小量： 式中tr是去磁时间。 励磁电流iM从原边绕组中转移到复位绕组中，并开始线性减小： 在t=ton+tr时刻， ，变压器完成磁复位。 Q关断状态中，所有绕组均没有电流，它们的电压为零。滤波电感电流经续流二极管续流。在此时Q上的电压为 。 由于在正激变换器中磁通必须复位，得： 整理得： 为了能够更好的保证变压器磁芯可靠地磁复位：应有： 显然，W3越小，占空比调节范围越大，但开关管的电压应力也越高。 为了充分提高占空比和减小Q两端电压，必须折衷选择。一般选W1=W3，这时 ，而Q管电压等于2倍输入电压。 由于单端正激变换器（Forword）变换器其实就是一个隔离的BUCK变换器，因此其输入和输出关系为： 主要波形见图3-18所示。 使用单端隔离变压器之后，变压器磁芯如何在每个脉动工作磁通之后都能恢复到磁通起始值，这是产生的新问题，称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流，假如没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能会引起出现饱和。这时开关导通时电流很大；断开时，过电压很高，导致开关器件的损坏。 剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量，如何使此能量转移到别处，就是磁芯复位的任务。具体的磁芯复位线路可以分成两种： 一种是把铁芯残存能量自然的转移，在为了复位所加的电子元件上消耗掉，或者把残存能量反馈到输入端或输出端；另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具体使用那种方法，可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特性而定。最典型的两种磁芯磁滞特性曲线所示。 在磁场强度H为零时，磁感应强度的多少是由铁芯材料决定。图3-19a的剩余磁感应强度Br比图3-19b小，图3-19a一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯，图3-19b一般为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。 对于剩余磁感应强度Br较小的铁芯，通常用转移损耗法。转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感应强度Br较高的铁芯，通常用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂。 简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成，稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并联，磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗，它具有两种功能，既可以限制功率开关管过电压又可以消除磁芯残存能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的漏电感（寄生电感）存在，这个电感中也有存储的能量，因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。这种电路只适用于小功率变换器中，如图3-20所示。 2、推挽式DC-DC变换器（PUSH-PULL） 推挽式（PUSH-PULL）DC-DC变换器由推挽逆变器和输出整流滤波电路构成，因此推挽DC-DC变换器是属于DC-AC-DC变换器。变压器两个原边绕组匝数相等为W11=W12=W1,副边绕组匝数为W2。 1)推挽逆变器 Q1和Q2 180o互补导通工作 图3-23a、b是和 180o互补导通工作时的波形。当Q1导通时，电源电压Vin加在W11上，当Q2导通时，电源电压Vin加在W12上，因此绕组W2中的电势为一个宽度为180o的交变方波，幅值 。 Q1关断时，它的集电极和发射极之间电压为 同理，Q2关断时，它的集电极和发射极之间电压为 输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，若电感量为L，则电感电流iL波形为三角波，电流以VO/L斜率上升，也以VO/L斜率下降。电流最大值为 ，fs为逆变器开关频率。 （ ）期间，Q1导通，输出电压VO为正，iL为正，电源能量向负载传送；（ ）期间， iL为正，VO变负，负载向电源回馈能量，此时D2续流；（ ）期间，Q2导通，iL变负， VO为负，电源能量向负载传送；（ ）期间，iL为负，VO为正，负载向电源回馈能量，此时D1续流。显然，纯电阻负载时只有开关管中有电流流过，感性负载时开关管和二极管中都有电流流过。 Q1和Q2 导通小于180o工作 如果Q1和Q2导通时间减少，则输出电压为宽度小于180o的方波，若输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，若电感量为L，则电感电流iL波形为三角波，Q1 导通，电流上升；Q1关断，电感电流iL经D2续流，电流以斜率下降。D2续流，使Vin加在W12上，在W2绕组上，电压极性反向，如图中阴影部分所示。如果Q1和Q2 导通时间分别大于T/4，则在感性负载时，输出电压VO为180o的交变方波，不再受Q1和Q2 导通时间的影响。 2）推挽DC-DC变换器 图3-24是推挽式DC-DC变换器的主电路，整流二极管DR1和DR2的左侧是逆变电路，右侧是整流、滤波电路。 输出整流电路有三种基本类型：全波整流电路、全桥整流电路和倍流整流电路。全波整流电路适用于输出电压较低的场合，能减小整流电路中的通态损耗，全桥整流电路适用于输出电压较高的场合，能够更好的降低整流管的电压额定值。图中为全波整流电路，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容。推挽直流变换器可看成是两个Forword变换器的组合，这两个Forword变换器的开关管轮流导通，故变压器铁芯是交变磁化的。全波整流电路变压器副边有两个绕组，他们的匝数相等，图中还接有续流管DFW，但也可不接。 图3-25是推挽直流变换器的主要波形。在Q1或Q2导通期间，变压器副边绕组中感应电势为vw2，电压脉冲宽度决定于Q1或Q2的导通时间ton，幅值为 ，为一交流电。该电压经整流管整成一个直流方波电压。滤波电感电流在电流连续时为三角波，图中给出了流过DR1、DR2和DFW的电流波形。 设Q1或Q2的导通时间为ton，则 电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为： 能够准确的看出，若输入是恒定的没有纹波，则输出同样也是恒定的没有纹波。对于多路输出的开关电源来说，这一点是很重要的。这也是怎么回事把降低输出电压纹波的重点和精力都放在降低输入电压纹波的原因所在。 开关管Q1和Q2上的电压： 整流管DR1和DR2上电压为 续流二极管 上的电压为： 电感电流的平均值就是负载电流。由于Q1和Q2轮流导通，故的脉动频率为开关频率的二倍，通过DR1、DR2和DFW的电流的最大值为： 因iDR1和iDR2就是流过变压器副边绕组的电流，若不计变压器的励磁电流，则变压器原边绕组电流的最大值为： 流过变压器原边的电流最大值也就是流过开关管电流的最大值。开关管的反并二极管不流过负载电流，仅流过铁芯磁复位时的磁化电流。 如果断开续流管DFW,该变压器的主要波形如图3-25a所示。当Q1和Q2关断时，本应流过DFW的电流现在改为通过DR1、DR2，两者电流的大小相同，这样变压器副边绕组的合成磁势才为零。 Q1和Q2的交替开关，使变压器铁芯交替磁化与去磁，完成电能从原边到副边的传递。由于电路不可能完全对称，例如Q1和Q2导通时的通态压降可能不同，或两管的开通时间可能不同，会在变压器原边的高频交流电压上叠加一个数值较小的直流电压，这是所谓的直流偏磁。由于原边绕组电阻很小，即使是一个较小的直流偏磁电压，如果作用时间太长，也会使变压器铁芯单方向饱和，引起大的磁化电流，导致器件损坏。 推挽式变换器存在着以下方面缺点：①容易发生偏磁，②功率开关的耐压至少是输入电压的二倍，考虑最坏情况下的安全设计，例如输入电压波动±10%；由于变压器漏感影响在截止瞬间产生的电压尖刺一般限制在输入电压的±20%；实际应用中电压额定值留取20%的余量；则功率开关的耐压至少为 倍，在直接用交流电网供电的情况下（220/380V交流，对应直流310/530V左右）几乎特别难找到合适的功率管。因而实际应用较少，只用在输入电压较低的场合。 3、半桥式DC-DC变换器原理及设计 推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。半桥变换器开关管承受的反向电压为电源电压，故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，因而也属于直流-交流-直流变换器。 图3-26给出了输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路，图3-27给出了各点主要波形。 工作原理 由两个相等的电容C1和C2构成一个桥臂，开关管Q1、Q2（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点A、B接高频变压器，由于电容C1和C2较大，其中点B的电位保持不变，且等于Vin/2。从另一个角度看，它其实就是两个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为Vin/2 ，输出电压为Vo。变压器原边绕组匝数为W1，两个副边绕组匝数相等，即W21=W22=W2，图中Llk是变压器的漏感。 不考变压器虑漏感 当Q1导通时，变压器原边绕组上电压为 ，绕组感应电势“*”端为“正”极性，故DR1导通，DR2反偏截止，输出滤波电感电流iLf增长。在t=Ton时，Q1关断，由于电感电流不能断续，iLf继续按原方向流动，故副边绕组is和原边绕组中的电流ip也仍按原方向流动，D2续流，因此极性反转，DR2导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边电压为零，这时ip=0，这时is1=is2=is/2，由于这时变压器原边绕阻W1中电流为零，因此D2续流停止。实际上当Q1关断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区时间[Ton，Ts/2]内，电感电流下降，在Ts/2时刻，Q2导通， ，变压器绕阻电势“非*”为正，ip从零反向增长到 ，二极管DR1截止， ， ，在[Ts/2，Ts]区间，与上类似。 电感电流连续时输出电压： Q1 、Q2承受的反向电压为输入电源电压；整流二极管承受的反向电压为 ；电感电流的平均值为负载电流Io，通过输出整流二极管的最大电流为 ， 为电感电流脉动量： 流过功率开关管的最大电流： 考虑变压器漏感 在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时不一样。图3-27b给出了半桥变换器考虑变压器漏感时的主要波形。 Q1关断，变压器原边电流不能断续，D2由续流，此时 ，输出整流二极管DR2导通，这时输出整流二极管DR1还在导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线时刻ip下降到零，此时D2关断，Vab=0。[Ton，t1]区间的电压方波（图中用阴影表示）是变压器原边电流减小到零所必需的，一般称为复位电压,同样Q2关断时也会出现复位电压。 Q2导通， ，此时变压器原边电流从零开始反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升率，在t2时刻之前，输出整流二极管DR1还没有恢复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线时刻输出整流二极管DR1关断，变压器原边电流线性增加，箝位结束。虽然在[Ton/2，t2]这一区间 ，但变压器副边电压为零，也就是说，变压器副边丢失了[Ton/2，t2 ]时段的电压方波，这部分时间与 的比值即占空比丢失 。 通过上述分析，能够准确的看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。 3）电容选取 电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。若总输出功率为PO（包括变压器损耗），工作频率为f，占空比 ，半周期为Ts/2，则初级平均电流为 当Q1导通，初级电流流入B点，当Q2导通，则从B点取出电流，在半个周期内由电容C1、C2补充电荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为： 在实际应用中，C1=C2=C，则上式可写为： 电容上直流电压变化率与输出整流电压变化率是相同的，因此输出纹波系数为： 为满足输出纹波要求，C则为： 实际应用中，一般将滤波电容和分压电容分别设置，滤波电容取几百到几千微法的电解电容，分压电容常取

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